Приложение 3.4
Научно – информационный материал
«Современные технологии в области цифрового телевидения»
Методы модуляции в современных цифровых системах связи и телерадиовещания
СОДЕРЖАНИЕ
-
Виды модуляции
-
Квадратурная фазовая манипуляция (QPSK)
-
Квадратурная амплитудная модуляция
3.4.4 Ортогональная частотная модуляция (OFDM)
3.4.5 Организация интерактивных услуг в системах наземного (terrestrial) цифрового ТВ вещания
3.4.6 Видео-по-запросу
Литература
-
Виды модуляции.
Обычно сигналы в системах связи и вещания передаются с помощью несущей частоты путём изменения её параметров: частоты – частотная модуляция, амплитуды - амплитудная модуляция, фазы – фазовая модуляция (рис. 1.1). При модуляции может изменяться и несколько параметров, например, амплитуда и фаза (квадратурная амплитудная модуляция). Модуляция может осуществляться изменением длительности импульсов – широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Колебание несущей частоты можно представить в виде:
s(t) = S(t)cos[w(t) – y(t)] .
Многоуровневая или многопозиционная модуляция с кратностью М формирует сигнал с М возможными значениями соответствующего параметра. В многопозиционных ансамблях каждый М-ичный сигнал содержит информацию о n двоичных информационных символах (М=2n). Чем больше М, тем больше информации можно передать, но при этом уменьшается помехозащищённость. Для повышения помехозащищённости можно увеличить мощность сигналов.
Рис. 3.4.1. а) цифровой сигнал, б) несущая частота, в) амплитудная модуляция,
г) частотная модуляция, д) фазовая модуляция.
В случае, когда информационный сигнал является дискретным, то говорят о манипуляции, а не о модуляции. Хотя, строго говоря, в реальных изделиях манипуляции не бывает, так как для сокращения занимаемой полосы частот манипуляция производится не прямоугольным импульсом, а колоколообразным (приподнятым косинусом и др.). Будем считать понятия «модуляция» и «манипуляция» равнозначными. Вид модуляции выбирается исходя из характеристик каналов связи.
Амплитудная модуляция (АМ). При АМ несущей двоичным сигналом получается колебание несущей частоты, амплитуда которого принимает одно из двух значений, соответствующих 0 и 1. При модуляции биполярными импульсами изменяется и фаза сигнала на противоположную – получаем разновидность фазовой модуляции (ФМ). В системах широкополосного доступа xDSL наряду с различными реализациями квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ) широко используется многоуровневая амплитудно-импульсная модуляция (АИМ) благодаря простоте реализации и достаточно высокой частотной эффективности. При восьмиуровневой АИМ переносится 3 бита информации за один такт. Применяются различные варианты АИМ, до 128 уровневого кодирования (рис. 3.4.2).
Кодовый символ (d1, d2, d3).
100 001 011 111 010 000 000 110 101
4444
3
2444
1444
T = pT
-1
-2
-3
-4
Рис. 3.4.2. Пример восьмиуровневого АИМ-сигнала.
Спектр АМ сигнала содержит несущую и две боковые полосы, повторяющие форму спектра модулирующего сигнала. Ширина спектра АМ сигнала равна удвоенному значению верхней частоты модулирующего сигнала. В некоторых случаях используют сигналы с полным или частичным подавлением несущей, одной из боковых частот или несущей и боковой полосы одновременно.
В американской системе цифрового телевидения ATSC используется многоуровневая амплитудная модуляция с подавленной боковой полосой ОБП, (или VBS – Vestigial Side-Band ). Для наземного вещания была выбрана 8-и уровневая модуляция, а для кабельных сетей 16-и уровневая модуляция. Модулирующий сигнал представляет собой 8-и или 16-и уровневые импульсы, сглаженные формирующим фильтром. Только половина точек одномерного созвездия используется для передачи полезной информации, другая половина - для корректирующего кодирования. Скорость передачи символов при всех вариантах VBS практически в два раза шире занимаемой полосы частот.
При частотной модуляции (ЧМ) частота несущего колебания меняется дискретно в зависимости от значения модулирующего сигнала. На практике находит применение не только двоичная ЧМ, но также 4-х (рис. 3.4.3) и 8-уровневая ЧМ. При использовании многоуровневой ЧМ исходная двоичная последовательность разбивается на соответствующее число бит (2, 3 и т.д.) для определения одной из возможных частот несущей, передаваемой в данный момент. Каждая несущая несёт n символов.
Рис. 3.4.3. Четырехуровневая частотная манипуляция.
Большой интерес представляет частотная модуляция с минимальным сдвигом (ЧММС), при которой фаза манипулированного радиосигнала не имеет скачков при смене текущего значения несущей частоты. Для этого разнос между частотами выбирается таким, чтобы за время длительности одного элемента фаза несущей изменялась ровно на /2. В случае ЧММС эффективность использования полосы выше, чем у обычной ЧМ.
GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) - это гауссовская двухпозиционная частотная манипуляция с минимальным сдвигом, обладающая двумя особенностями, одна из которых - "минимальный сдвиг", другая - гауссовская фильтрация. Обе особенности направлены на сужение полосы частот, занимаемой GMSK-сигналом. Использование GMSK в системе сотовой радиосвязи GSM регламентируется стандартом ETSI (Европейский институт стандартов связи).
Модуляция GMSK используется в современных системах цифровой радиосвязи GSM (DCS, PCS), GPRS и других и обеспечивает высокое качество передачи в относительно узкой полосе, занимаемой сигналом. GMSK реализуется в электронных компонентах, выпускаемых фирмами Analog Devices, Texas Instruments, Infineon Technologies и другими.
Для GMSK обычно используют одну из двух схем модуляции - c управляемым по частоте генератором (УГ) и квадратурным модулятором, которые в упрощённом виде показаны на рис. 3.4.4.
Рис. 3.4.4. Схемы GMSK модуляторов:
а) управляемого генератора в составе системы ФАПЧ (01/N = 0/M);
б) квадратурного модулятора с формирователем сигнала модуляции.
В модуляторе с УГ (рис. 3.4.4а) используется система ФАПЧ, обеспечивающая высокую стабильность несущей частоты ЧМ сигнала. При этом собственно модулятором является УГ, а система ФАПЧ обеспечивает получение несущей, равной 0 = (M/N)01. M и N - это коэффициенты деления частоты в делителях ":M" и ":N", а 01 - стабильная частота опорного источника. Делители используются для точной настройки на требуемую частоту 0. В этом смысле модулятор по схеме на рис. 3.4.4а является одновременно синтезатором частот типа "Integer-N".
Модулятор характеризуется передаточной функцией:
Kмод(p) = KУГ/[1 + kФ(p)/p0],
где KУГ - коэффициент преобразования УГ (с размерностью (рад/с)/В), 0 = M/KУГKФДKФ - постоянная времени, KФД - коэффициент передачи фазового детектора ФД, KФ и kФ(p) - постоянный и частотно-зависимый множители передаточной функции фильтра Ф.
Модулятор обладает свойствами фильтра верхних частот. Это соответствует используемым кодовым последовательностям модулирующего сигнала (без постоянной составляющей). Модулятор по схеме рис. 3.4.4а является, по существу, аналоговым, используемым для манипуляции. Обозначения, приведённые на рисунке (и на других рисунках), например, cos(0±)ti, являются упрощёнными и, строго говоря, соответствуют установившимся значениям частоты посылок (то есть без учёта переходных процессов, связанных с изменением частоты ±).
Модулятор GMSK с УГ по схеме на рис. 3.4.4а применяется обычно в беспроводной телефонии (в системе DECT), а в системе GSM применяется квадратурный модулятор, схема которого приведена на рис. 3.4.4б. Собственно квадратурный модулятор содержит перемножители с опорными источниками cos0ti и sin0ti и вычитатель на выходе. На вход перемножителей поступают две составляющие квадратурного сигнала cos(±)ti и sin(±)ti, формируемые обычно в DSP. При этом, если модулятор аналоговый, на выходе DSP используют ЦАП. Квадратурный модулятор может быть цифровым и иметь ЦАП на своём выходе. На рис. 3.4.4б показаны эквивалентные цепи DSP - гауссовский фильтр ГФ, интегратор dt и элементы тригонометрических функций "cos" и "sin". На вход поступает нефильтрованная последовательность положительных и отрицательных значений "±", соответствующая "1" и "0" модулирующего кода. Указанная последовательность фильтруется в ГФ. Её фронты сглажены, а частотный спектр, соответственно, сужен.
На рис. 3.4.5 приведены схемы квадратурных модуляторов, совмещённых с повышающим преобразователем частоты: 0 = 01 + 02, где 0 - несущая ВЧ, 01 - несущая на выходе модулятора, определяемая частотой первого гетеродина, 02 - частота второго гетеродина. Показанные на входе costi и ±sinti, которые более наглядны, соответствуют cos(±)ti и sin(±)ti на рис. 3.4.4б (при = ). Схема устройства на рис. 3.4.5а проще, чем на
рис. 3.4.5б, и содержит последовательно включённые модулятор и преобразователь частоты. Преобразователь построен с использованием системы ФАПЧ и дополнительно содержит смеситель (перемножитель) и фильтр Ф2. Фильтр пропускает составляющие с несущей 01, равной разности 0 – 02, и подавляет составляющие с 0 + 02. Фильтр Ф2 не является обязательным, если, например, смеситель выполнен по балансной схеме.
Рис. 3.4.5. Преобразователи частоты:
с модулятором на входе (а);
со встроенным модулятором (б) ( = , 01 = 0 – 02).
Передаточная функция преобразователя на рис. 3.4.5а является функцией фильтра нижних частот:
Kпр(p) = 1/{1 + p[0/KФ1(p) – зад2]},
где KФ1(p) - частотно-зависимый множитель функции фильтра Ф1, а зад2 = -2/ - временная задержка, вносимая фильтром Ф2 (на рабочем участке его ФЧХ). Влияние Ф2 на передаточную функцию видно из
Kпр(p)=1/[1+p(0 – зад2)+p20Ф1]
- функции системы 2-го порядка с KФ1(p) = 1/(1+pФ1). Действие зад2 эквивалентно уменьшению 0 при соответствующем увеличении Ф1 (при 0Ф1 = const) и может быть компенсировано увеличением 0 при уменьшении Ф1.
На рис. 3.4.5б показана более сложная схема совмещённого модулятора-преобразователя, известного как модулятор передатчика с виртуальной промежуточной частотой и используемого в новых разработках фирмы Analog Devices. В рассматриваемом устройстве модулятор встроен в систему ФАПЧ вместе с преобразователем. На выходе модулятора - сумматор, а выходной частотой модулятора является 01, которая равна частоте опорного колебания первого гетеродина, подаваемого на внешний вход ФД. На выходе преобразователя будут манипулируемые значения частоты 0 ± , где 0 = 01 + 02, 02 - частота второго гетеродина, а манипуляция частоты ± определяется входным сигналом модулятора ( = ).
Модуляция GMSK применяется, прежде всего, в широко распространённой и зарекомендовавшей себя цифровой системе мобильной сотовой радиосвязи GSM-900 (Global System for Mobile Communications), в более высокочастотных её вариантах - европейском DCS-1800 (GSM-1800) и северо-американском PCS-1900 (GSM-1900), а также в новой системе GPRS (General Packet Radio Service).
В получившей широкое развитие цифровой системе радиодоступа DECT используется гауссовская частотная манипуляция GFSK (Gaussian Frequency Keying), родственная гауссовской частотной модуляции с минимальным сдвигом. Произведение ВТ (bandwidth-bi period) равно 0,5. Номинальная девиация несущей частоты Fc f = 288 кГц. Двоичная «1» приводит к пиковой девиации Fc + f , двоичный «0» к девиации Fc – f.
Фазовая модуляция (ФМ) — модуляция, при которой фаза несущего колебания управляется информационным сигналом. Фазомодулированный сигнал s(t) имеет следующий вид:
,
где g(t) — огибающая сигнала; является модулирующим сигналом;
fc — частота несущей; t — время.
Фазовая модуляция, не связанная с начальной фазой несущего сигнала, называется относительной фазовой модуляцией (ОФМ). По характеристикам фазовая модуляция близка к частотной модуляции. В случае синусоидального модулирующего (информационного) сигнала, результаты частотной и фазовой модуляции совпадают.
При цифровой фазовой модуляции (ФМ) фаза переносчика может отличаться от текущей фазы немодулированного колебания на конечное число разных значений. В случае двоичной фазовой манипуляции (ФМ-2) в качестве таких значений выбирают 00 и 1800 (BPSK). В современных системах связи часто используют большие наборы фазовых углов, чтобы в одном канальном символе передать сразу несколько битов данных. Для передачи возможных последовательностей из двух битов можно использовать четыре разных фазовых угла: 450 ,1350 ,-450 ,-1350 (ФМ-4 или QPSK - quadrature phase shift keying)
(рис. 1.6). Возможные значения трёхбитового слова можно представить группой из 8 разных углов (ФМ-8), четырёхбитового слова - группой из 16 фазовых углов (ФМ-16) и т.д.
Рис. 3.4.6. Векторная диаграмма BPSK и QPSK сигналов.
При увеличении количества возможных двоичных последовательностей М возрастает спектральная эффективность. Но с другой стороны, с увеличением М происходит сближение сигнальных точек. Для поддержания на прежнем уровне вероятности ошибки приходится увеличивать энергию сигналов.
Формирующие фильтры позволяют обеспечить передачу BPSK сигнала со скоростью 1 бит/с на 1 Гц полосы сигнала при исключении межсимвольной интерференции на приемной стороне. Однако такие фильтры нереализуемы, поэтому на практике применяют формирующие фильтры, обеспечивающие 0.5 бит/c на 1 Гц полосы сигнала. В случае с QPSK скорость передачи информации вдвое больше символьной скорости, тогда использование формирующих фильтров дает нам возможность передавать 1 бит/с цифровой информации на 1 Гц полосы при использовании фильтра с АЧХ вида приподнятого косинуса.
В европейском стандарте цифрового телевидения DVB-T для передачи пилот-сигналов TPS (Transmission Parameter Signaling – передача канальных параметров) используется значительно более устойчивая дифференциальная ФМ-2 (BPSK). Для модуляции данных в стандарте предусмотрена возможность использования одного из трёх видов модуляции: ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64.
Рис. 3.4.7. Двоичная фазовая модуляция (BPSK).
В 2004 г. появился стандарт спутникового вещания, именуемый DVB-S2, который явился модификацией ранее существовавшего стандарта DVB-DSNG, предусматривающего максимально возможную совместимость с системой цифрового спутникового вещания DVB-S. Для придания большей универсальности применения и повышения эффективности при работе по каналам с достаточным энергетическим запасом в технические нормы на системы первичного распределения добавлены опции режимов передачи, основанные на модуляции типа 8 PSK и 16 QAM.
Новый стандарт DVB-S2 предусматривает четыре возможные схемы модуляции (рис. 3.4.8). Первые две, QPSK и 8 PSK, предназначены для использования в вещательных сетях. Передатчики транспондеров работают в режиме, близкому к насыщению, что не позволяет модулировать несущую по амплитуде. Более скоростные схемы модуляции, 16 APSK и 32 APSK, ориентированы на профессиональные сети, где часто используются более слабые наземные передатчики, не вводящие бортовые ретрансляторы в нелинейный режим работы, а на приемной стороне устанавливаются профессиональные конвертеры (LNВ), позволяющие с высокой точностью оценить фазу принимаемого сигнала. Эти схемы модуляции можно использовать и в системах вещания, но в этом случае каналообразующее оборудование должно поддерживать сложные варианты предыскажений, а на приемной стороне должен быть обеспечен более высокий уровень отношения сигнал/шум.
Символы внутри сигнального поля APSK модулированного сигнала размещены по окружностям. Такой вариант является наиболее помехоустойчивым в плане передачи амплитуды символа и позволяет использовать ретрансляторы в режимах, близких к точке насыщения.
Обратим внимание на то, что, по сравнению с QPSK, верхняя схема модуляции, 32 APSK, позволяет повысить общую скорость потока в 2,5 раза.
Рис. 3.4.8. Возможные схемы модуляции DVB-S2.
Одновременно с введением более высоких уровней модуляции стандарт DVB-S2 предусматривает возможность применения двух дополнительных коэффициентов скругления alphа (α). К используемому в DVB-S α = 0,35, в новом стандарте добавлены коэффициенты α = 0,20 и α = 0,25. Новые, более низкие значения коэффициентов обеспечивают большую крутизну импульсов, что позволяет использовать спектр более эффективно. С другой стороны, снижение α способствует повышению нелинейных искажений, что особенно сказывается при передаче одной несущей на транспондер. Поэтому конкретное значение коэффициента выбирается с учетом всех параметров передачи.
Гибкость формирования канала была достигнута теми же методами, что и эффективность использования спектра методами, а также за счет введения режимов VCM (Variable Coding and Modulation) и АСМ (Adaptive Coding and Modulation). Первый режим допускает разный уровень помехозащищенности услуг, передаваемый в одном канале, а второй - дополнительную возможность адаптации транспортных параметров к текущим условиям приема услуги.
По сравнению с DVB-S, новый стандарт DVB-S2 обеспечивает повышение скорости передачи полезной информации на 20-35% или при той же эффективности использования спектра дает запас по уровню сигнала в 2-2,5 dB.
На рис. 3.4.9 показаны варианты полезной скорости, достигаемые при разных конфигурациях системы, а также полезные скорости сигналов стандартов DVB-S и DVB-DSNG.
Рис. 3.4.9. Варианты полезной скорости, достигаемые при разных конфигурациях системы.
Большинство эффективных механизмов, заложенных в DVB-S2, оказались несовместимыми со старыми стандартами. Потому, для выполнения требования совместимости вниз, разработчики ввели в стандарт два режима. Один – совместимый вниз, но менее эффективный, а другой, использующий все новые возможности, но не позволяющий использовать приемники стандарта DVB-S. Первый стандарт DVB-S2 рекомендуется для предоставления традиционных услуг, на период миграции к новому стандарту, а второй – для применения в профессиональных сетях и для передачи новых услуг, которые невозможно принять старыми приемниками.
|